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光接入網高靈敏度低成本相干通信技術

發布時間:2020-01-02 09:48所屬分類:通信瀏覽:1加入收藏

摘要:基于高性能通信多芯光纖(MCF),提出了一種波分空分混合復用光接入網(WSDM-OAN)架構,并采用MCF中間芯傳輸本征光、外層芯傳輸信號光的方式在下行傳

  摘要:基于高性能通信多芯光纖(MCF),提出了一種波分空分混合復用光接入網(WSDM-OAN)架構,并采用MCF中間芯傳輸本征光、外層芯傳輸信號光的方式在下行傳輸(DS)中實現了空分自零差相干探測(SHCD)。相關實驗表明,所提出的接入系統下行總傳輸速率可達4.8 Tbit/s,而且無需采用頻偏補償和相位恢復算法,并可采用10 MHz線寬的分布反饋(DFB)激光器。此外,提出了一種由單抽頭復蝶形有限沖擊響應(FIR)濾波器、4個N抽頭實FIR濾波器和4×4 多輸入多輸出(MIMO)FIR濾波器構成的簡化自適應均衡(AEQ)算法。相關實驗表明,所提出的AEQ與2×2 MIMO結構AEQ性能相近,與4×4 MIMO結構AEQ相比功率代價小于1 dB。當濾波器抽頭數25時,可降低59%的實數乘法數。

  關鍵詞:OAN;MCF;SHCD;AEQ

通信工程師論文

  《無線通信技術》(季刊)創刊于1971年,由信息產業部電信科學技術第四研究所主辦。本刊是一本有關無線電通信領域的專業性技術刊物,國內外公開發行。

  光接入網(OAN)作為最靠近用戶側的光網絡,長期以來承載了大量的用戶數據業務。無源光網絡(PON)以低成本、低功耗、共享基建設施和支持多用戶接入等特點被廣泛應用于OAN中。受到不斷增長的數據業務的驅動,PON的技術標準歷經多次演化。吉比特無源光網絡(GPON)和以太網無源光網絡(EPON)、非對稱10 G EPON(XG-EPON)和10 G GPON(XG-GPON)、40 G PON第2階段(NG-PON2)等技術標準受到了廣泛關注與討論。

  最新的NG-PON2技術標準要求PON能夠支撐至少40 km范圍的40 Gbit/s下行、10 Gbit/s的上行傳輸速率,國際電信聯盟電信標準分局(ITU-T)最終確立時分和波分復用(TWDM)-PON技術為NG-PON2的實現方式,利用多個波長傳輸時分復用(TDM)數據幀[1-3]。

  為簡化網絡層結構,減少有源器件使用,降低系統基建費用與維護成本,人們希望將城域網與接入網逐步融合,這就要求PON能覆蓋更長的傳輸距離[3]。以第5代移動通信網絡(5G)、云計算、超高清視頻為代表的新型應用則對接入網帶寬的需求日益增加,從而對PON的容量、速率、可擴展性、頻譜靈活性及其利用率等提出了更高的要求[4-5]。總體來說,覆蓋廣范圍和長距離,支持大容量和高傳輸速率,滿足低成本、低功耗和多用戶接入,具有良好可擴展性和靈活性的PON將會是未來的發展趨勢。

  受限于靈敏度、頻譜效率、非線性檢測等因素,強度調制-直接檢測(IM-DD)技術難以應對OAN的發展趨勢。為實現對OAN容量、速率和覆蓋范圍的全面升級,相干通信技術不失為一種良好的解決方案。基于偏振復用、高階調制格式和相干探測的數字相干通信技術,具有高頻譜效率、高靈敏度、信號損傷可電域補償等特點。相比于IM-DD技術在提高傳輸速率、延長傳輸距離、可擴展性(擴容)上具有天然的優勢,如圖1所示。

  然而,傳統的用于骨干網通信的相干光通信技術存在系統結構復雜、硬件成本高昂、器件功耗較大等問題,難以直接移植到對成本敏感的接入網中。針對接入網的應用場景,必須“軟硬兼施”,從系統設計和數字信號處理(DSP)2個角度著手,對相干通信系統做出合理的設計與簡化。

  1 基于自零差相干探測(SHCD)的波分空分混合復用(WSDM)-OAN架構

  采用低成本器件可有效降低相干通信技術的成本,但受限于低成本器件的帶寬,在高傳輸速率下勢必會出現嚴重的碼間串擾(ISI)。有效地利用有限的帶寬資源,采用具有高頻譜效率的高階調制格式十分必要。然而高階調制格式對載波頻率偏移(CFO)和相位噪聲(PN)敏感,不僅對激光器的線寬、頻率穩定性、可調諧性有著較高的要求,同時也需要在接收端DSP模塊中采用復雜的頻偏補償和相噪恢復算法,這極大地增加了光網絡單元(ONU)的成本。SHCD技術通過將發射端激光器出射的激光分出一部分光,作為本振光以用作接收端的相干探測,可利用發射端激光器的同源相干性消除經典的相干探測所帶來的頻率偏移和相位噪聲,提高對激光器線寬的容忍度。

  這不僅可以簡化接收機DSP中的頻偏補償和相噪恢復模塊,同時使得在發射端采用低成本的非制冷激光器成為可能,能夠有效地降低系統的復雜度與成本。SHCD可通過偏振復用(PDM)、空分復用(SDM)等方式實現,PDM的方式即通過兩正交偏振態分別傳輸信號光和本振光,該方式犧牲了信號光場的PDM維度,降低了一半的頻譜效率,在高速傳輸的情形下并不適用。SDM的方式則是通過多路空間信道分別傳輸信號光和本振光,多芯光纖(MCF)則憑借著空分信道串擾小、數目多、一致性好等特點尤其適合高速、大容量的傳輸場景。

  另一方面,TDM-PON采用用戶分占不同時隙共享帶寬的方式實現低成本的多用戶接入,其ONU中的接收機需要工作在高于所分配的比特速率下,在高傳輸速率的需求下會極大地增加ONU的成本,同時其基于功率分配的廣播屬性也帶來了額外的功率損耗,單一的TDM-PON技術難以應對高速率、廣覆蓋的OAN的發展趨勢[3]。基于波長分配的WDM-PON在功率代價上更具優勢,而用戶分占波分復用信道獨享帶寬的特性也使得其能夠支持更大的傳輸速率。

  1.1 系統架構

  在OAN系統架構上,我們在波分復用(WDM)-PON的基礎上引入MCF以實現多路空間信道的并行傳輸,擴展了PON的復用維度(SDM),使其能更好地支撐大容量、可擴展的發展趨勢[6-8]。為實現廣覆蓋的OAN,同時更好地支撐高速傳輸下的高階調制格式,我們進一步引入SHCD以提升ONU接收機的靈敏度,延長PON的傳輸距離,擴展其傳輸速率。同時SHCD架構可降低對發射端激光器的要求和ONU的成本[5],[9],[10]。基于SHCD的WSDM-OAN系統架構如圖2所示。在光線路終端(OLT)中,對m個激光器分別進行N+1等分的分光,N份用作N路空間信道的信號光調制,1份用作本振光。相比于傳統的WDM-PON,只采用m個激光器即可實現N×m位用戶接入,在文獻[8-9]中我們也曾演示過利用單個激光器、馬赫·曾德爾調制器(MZM)調制器和微波信號源生成光頻梳,作為WDM信號源的方式。

  下行信號的調制可采用基于偏振復用(PDM)的具有高頻譜效率的多級正交幅度調制(M-QAM)的單載波調制技術,也可采用OFDM等多載波調制技術[9-10]。N×m路信號光場經調制后先通過N個波分復用器耦合為N路m波的WDM信號,經N個摻鉺光纖放大器(EDFA)放大后經光環形器并由扇入器件從N根單模光纖(SMF)耦合進MCF相應的纖芯中實現SDM,本振光則通過波分復用器后經扇入器件耦合進MCF的中間芯。經MCF傳輸后,信號光由扇出設備耦合到N根SMF中實現空間解復用,并由N個波分解復用器實現波長分配,將各信號分支分發給N×m個ONU,本振光在經過扇出設備后由波分解復用器分波,并由功率耦合器對每個波長進行N等分的分光,然后分發給相應的ONU用作相干探測。而上行傳輸則可采用具有高頻譜效率的IM-DD調制格式。

  1.2 實驗結果

  實驗裝置具體如圖3所示,圖3a)即為所采用的弱耦合(芯間串擾<-45 dB)7芯光纖橫截面結構圖,光纖總長37 km,在1 550 nm處光纖各纖芯損耗<0.3 dB/km,色散17±1 ps/(nm·km),與SMF相似。圖3b)為本課題組自研的連接SMF和MCF所用的低損耗扇入/扇出空分復用/解復用耦合器。

  在下行傳輸中采用中間芯傳輸本振光,外層芯傳輸信號光的方式實現SHCD。4個激光器構成WDM光源,采用雙偏矢量光調制器(PDM-IQM)實現PDM-16 QAM-OFDM信號的調制。任意波形發生器(AWG)工作在25 GS/s的采樣速率下,最后采用商用的相干接收機進行相干接收。將數字采樣示波器(DSO)用作模數轉換器(ADC),工作在80 GS/s的采樣速率下,在MATLAB中利用去掉了頻率補償和相位恢復的經典偏振復用的相干光正交頻分復用(PDM-CO-OFDM)解調算法實現對信號的離線處理,對應的單波傳輸速率為200 Gbit/s。實驗中在接收機前采用偏振控制器(PC)以避免本振光經MCF傳輸后某偏振方向上可能的載波衰落問題。另外,由于實驗所采用的相干接收機中跨組放大器(TIA)的偏置電壓尚未優化,導致接收機的靈敏度不高。因此在波長解復用之前,分別采用2個EDFA對信號光和本征光進行了放大,并將輸入相干接收機的本振光功率固定在13 dBm。

  為說明SHCD架構在性能和成本上的優勢,我們在OLT中采用2種激光器:窄線寬(約100 kHz)外腔激光器(ECL)以及10 MHz 線寬的DFB激光器,經典的相干系統在接收端采用額外的激光器用作本振光源,其中心頻率相比于載波頻率有所偏移,對應于內差探測。圖4 a)、b)對應的實驗中采用的是ECL,另外采用20%的軟判決前向糾錯(SD-FEC),對應的誤碼率(BER)門限2.4×10-2。(1)我們對SHCD和內差探測2種架構進行了對比,如圖4 a)。

  可見在低接收光功率(ROP)下,SHCD性能略優,這是由于內差探測的相噪恢復算法在低ROP下計算誤差較大;而在高ROP下,SHCD略差于內差探測,主要是由于SHCD的本振光經EDFA放大后光信噪比(OSNR)有所劣化,若采用高靈敏度的相干接收機,則無需利用EDFA對本振光放大,SHCD將會具有更好的性能。(2)我們分別對比了基于SHD的傳輸架構在DSP中含PN、CFO補償和不含PN、CFO補償時的性能,如圖4 b)。在低ROP時,無PN和CFO補償的性能略優;在高ROP時,含PN和CFO補償的性能更優,這同樣是由于低ROP時PN和CFO補償算法的精度引起的。

  但總體來看,整體差異不大,這表明采用SHCD架構消除DSP中CFO和PN補償模塊具有可行性。(3)為得到基于MCF的SHCD架構對激光器線寬的容忍度,探索采用低成本的大線寬激光器的可能,我們分別采用線寬約100 kHz的ECL和線寬約10 MHz進行了下行傳輸實驗,并在本征光支路加入一根15 m的光纖補償由EDFA引入的延時差,具體如圖4 c)所示。對比基于ECL和DFB的下行傳輸BER曲線可知,在SD-FEC門限上,采用10 MHz的DFB引入的功率代價相比于采用100 kHz的ECL小于2 dB。而采用相位補償算法后,基于DFB的SHCD系統性能在高ROP下略有提升,低ROP下基本相當,表明在SHCD架構中采用低成本的大線寬激光器具有可行性。


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